Изучаем импульсный блок питания

Блоки питания окружают нас нас везде, текущие тенденции ставить вместо стандартных «старых» блоков питания на 50Гц импульсные блоки питания часто ставят службы эксплуатации (а так же и службы КИПиА) в тупик при выходе из строя или других ситуациях их нетипичного поведения. Импульсные блоки питания это и компьютерные БП, и ИИП собственных нужд преобразователей частоты. Выход из строя таких изделий часто по расходам позволяет починить оборудование с экономической выгодой больше, чем покупка нового, ну либо если нужно вернуть к жизни оборудования так сказать которое трудно заменить. Понимание работы ИИП позволяет глубже понимать особенности применения ИИП, например, можно ли цеплять два БП параллельно, и вообще что из этого выйдет.

Итак, для начала в общих чертах обозначим, какие основные составные части есть в любом импульсном блоке электропитания. В типовом варианте импульсный блок питания условно можно разделить на следующие функциональные части:

1. Это выпрямитель и звено постоянного тока (в случае применения именно AC/DC преобразователя)

2. ШИМ (PWM)-контроллер, на базе которого собирается задающий генератор обычно с частотой около 30…60 кГц. Иногда встречается использование схем с автогенераторами, например на базе микросхемы 555.

3. Каскад силовых ключей, роль которых могут выполнять мощные биполярные, полевые или IGBT (биполярные с изолированным затвором) транзисторы; этот силовой каскад может включать в себя дополнительную схему управления этими самыми ключами на интегральных драйверах или маломощных транзисторах; также важна схема включения силовых ключей: мостовая (FULL BRIDGE), полумостовая (HALF BRIDGE) или со средней точкой (PUSH-PULL);

4. Импульсный трансформатор с первичной и вторичными обмотками; в качестве сердечника обычно выбирается феррит или альсифер; в общем, такие магнитные материалы, которые способны работать на высоких частотах (в некоторых случаях свыше 100 кГц), часто имеется зазор, чтобы снизить поток, точнее плотность, чтобы материал не ушел в насыщение. В случае DC/DC преобразователей без гальванической изоляции часто встречается схема с дросселем и диодом.
5. Схема обратной связи, ибо без нее блок питания, например, обратноходового преобразователя, уходит в неправильный режим работы, а она сама задает весь принцип стабилизации источника питания.
6. Иногда схема коррекции коэффициента мощности, ведь наличие выпрямителя для AC/DC преобразователя приводит к значительному смещению потребляемого тока относительно прикладываемого напряжения (потребление в момент превышения напряжения по амплитуде выше напряжения на звене постоянного тока, а это близко к максимуму, то есть почти на 90 электрических градусов).

Оставим в стороне Понижающий (buck) преобразователь Повышающий (Boost) преобразователь и Инвертирующий (Buck-Boost), которые относятся к DC/DC преобразователям, и разберем другие более популярные типы.

Преобразователи можно классифицировать по числу тактов: это однотактные и двухтактные. Термин «двухтактный» иногда используется для описания любого преобразователя с двунаправленным возбуждением трансформатора. При этом трансформатор работает так, как будто он подключен к источнику переменного тока и производит напряжение на вторичной обмотке. На практике чаще всего встречаются однотактные.

Классификация однотактных преобразователей. По способу передачи энергии в нагрузку, однотактные преобразователи делятся на прямоходовые и обратноходовые (см рисунок). Типичным признаком схемы обратноходового будет встречное включение обмоток трансформатора, как на схеме «а». А у прямоходового есть «типичный» диод VD0 и дроссель L, как на схеме «б», которые запитывают схему в момент, когда ключ размыкается, в дополнение для прямоходовых имеется схема размагничивания трансформатора через дополнительную обмотку и диод VD1. Картинка токов тоже значительно отличается.

В прямоходовых преобразователях энергия в нагрузку передается в момент замкнутого состояния, а в обратноходовых в момент разомкнутого состояния ключевого транзистора VT. При этом, в обратноходовом преобразователе, энергия запасается в индуктивности трансформатора Т во время замкнутого состояния ключа и ток ключа имеет форму треугольника с нарастающим фронтом и крутым срезом, а ток потребления тоже треугольный (хотя это для преривистого режима работы, а может быть и непрерывный).

Самый популярный и часто встречающийся БП это обратноходовик или FlyBack, о них и поговорим — это обычно модели мощностью до 200Вт. По моему мнению, в ИИП есть два очень важных и тонких момента — это трансформатор и петля обратной связи.

Будем анализировать самый распространенный режим работы флайбэка – режим разрывных токов (discontinues). Это значит, что к началу следующего цикла вся энергия из трансформатора передана в нагрузку, и следующий цикл начинается с нулевого тока в трансформаторе. Режим безразрывных токов (continues) распространен гораздо меньше, и в этой статье мы его рассматривать не будем.

Для анализа разобьем рабочий цикл на отдельные периоды. Пусть схема работает на частоте f, при этом период будет T=1/f. Интервал (t0-t1) – время включенного состояния силового ключа Q1 (время прямого хода) обозначим как tON, соответственно рабочий цикл (Duty Circle, в дальнейшем D) будет определяться как D = tON/T.

Интервал (t0-t1). К моменту t0 сердечник трансформатора полностью размагничен, и ток в нем отсутствует. В момент, когда с ШИМ – контроллера подается управляющий сигнал, силовой ключ Q1 открывается и ток в трансформаторе начинает нарастать. То есть в идеализированной схеме включение силового транзистора происходит при нулевом токе. В реальных же условиях происходит некоторый бросок тока, связанный с зарядом паразитных емкостей трансформатора, что при больших входных напряжениях приводит к существенным потерям в ключе и возникновению паразитных высокочастотных колебаний. Для уменьшения последних стремятся несколько замедлить процесс открывания транзистора для уменьшения паразитных токов. Выходной диод также полностью закрыт к этому времени, и нет необходимости в быстром его перезаряде/восстановлении.

Ток в индуктивности первичной обмотки трансформатора LPRI будет нарастать до тех пор, пока ШИМ – контроллер не даст команду на выключение силового транзистора (некоторые ШИМ-контроллеры это анализируют по току в шунте в цепи истока «Source», таким образом защищая схему от нарастания тока до опасных значений, даже если во вторичках КЗ или иная ситуация, которая приводит к быстрому расходу энергии на обратном цикле). ШИМ – контроллер рассчитывает (исходя из сигнала рассогласования обратной связи) количество энергии, которую необходимо запасти для поддержания постоянной мощности в нагрузке плюс потери в самом источнике. Некоторые ШИМ-контроллеры имеют ограничение по скважности ШИМ в 50%, имейте ввиду, если поставить вместо такого ШИМ-контроллера другой с ШИМ без ограничения, то можно сжечь элементы в этой схеме, тк она не рассчитана на такой режим работы. Если мощность в нагрузке обозначить как POUT, то за время прямого хода мы должны запасти определенное количество энергии.

На вторичной стороне во время этого интервала ток нагрузки поддерживается исключительно выходным конденсатором. К выходному диоду DOUT приложено оттрансформированное входное напряжение. Если первичная обмотка содержит N1 витков, а вторичная – N2, то коэффициент трансформации равен N1/N2.

Интервал (t1-t2). Силовой транзистор выключается, ток в нем резко спадает от IPRI до нуля, а напряжение начинает быстро расти и достигает VMAX. Можно ожидать, что в этот момент происходит большое выделение энергии от динамических потерь. К сожалению, оценить их достаточно сложно, слишком много параметров влияет на скорость этого процесса, и влияние времени переключения весьма и весьма высоко.

Если бы трансформатор был бы идеальным, то напряжение VDS(MAX) равнялось бы выходному напряжению умноженному на коэффициент трансформации (VREFL). Но, к сожалению, наличие паразитных элементов схемы, в основном индуктивности рассеяния трансформатора, приводит к существенному выбросу напряжения на разомкнувшемся силовом ключе.

Механизм образования этого выброса неочевиден, и заслуживает подробного рассмотрения.

Здесь мы рассмотрим вариант использования наиболее распространенного RCD демпфера. Возможен вариант, когда элементы RCL и CCL заменяются на TVS (Transient Voltage Suppressor) – разновидность стабилитрона с высоким напряжением и большой поглощаемой энергией, и мы рассмотрим особенности его работы отдельно.

В трансформаторе флайбэка существуют две паразитные индуктивности, не связанные с основным потоком, и, строго говоря, правильнее будет рассматривать процессы на модели идеального трансформатора с вынесенными индуктивностями рассеяния первичной и вторичной стороны. Но мы ограничимся тем, что приведем их к одной индуктивности LL(PRI) на первичной стороне – математические выражения для описания работы демпфера будут теми же самыми. На рис. 3 показана часть схемы, участвующая в процессе выключения силового транзистора с диаграммами токов и напряжений в некоторых точках. Мы считаем, что емкость конденсатора демпфера CCL достаточно велика что бы пренебречь пульсациями напряжения на нем. Итак, в момент t0 силовой ключ разомкнулся, и ток в первичной цепи начинает спадать. Это вызывает мгновенный реверс напряжения на всех обмотках трансформатора, напряжение на первичной обмотке идеального трансформатора оказывается зафиксированным на уровне выходного напряжения, т.е. VREFL, соответственно, к индуктивности рассеяния приложено напряжение (VCL – VREFL). В момент t0 ток в индуктивности рассеяния равен току намагничивания, т.е. IPRI, и спадает до нуля за время tCH.

Как только ток в паразитной индуктивности спал до нуля, напряжение на ней пропало и, соответственно, напряжение на силовом ключе тоже пытается опуститься до уровня VREFL.

Если бы диод DCL был бы идеальным, переходный оказался бы законченным – энергия в индуктивности рассеяния первичной обмотки равна нулю, а в индуктивности рассеяния вторичной обмотки – току намагничивания, и демпфер полностью отключен от остальных цепей. Но высоковольтные диоды обладают весьма существенным временем восстановления, обычно начиная от десятков наносекунд, и здесь мы вынуждены с ним считаться. К счастью, в данном случае это время играет положительную роль – на практике даже часто стараются использовать диоды с относительно большим временем восстановления, это значительно снижает напряжение на демпфере и, соответственно, потери в нем.

Итак, в момент t1 напряжение на индуктивности рассеяния через не закрывшийся диод все еще поддерживается на уровне (VCL – VREFL), и ток в ней начинает нарастать.

Если приведенные индуктивности рассеяния первичной и вторичной обмоток равны, то этот ток, через магнитное поле трансформатора складывающийся с током вторичной обмотки, в точности компенсирует уменьшение тока намагничивания, и ток, поступающий в нагрузку и в конденсатор COUT, оказывается постоянным на время восстановления обратного сопротивления диода демпфера. То есть в интервале t1-t2 происходит передача энергии из конденсатора демпфера в нагрузку.

К сожалению, время восстановления обратного сопротивления диода мы можем только оценить – в документации эта величина приводится для постоянного обратного тока. В нашем случае линейно нарастающего тока она будет несколько больше, и «медленный» диод восстанавливает свое сопротивление достаточно медленно, но для оценки будем оперировать заявленной величиной.

В момент t2 диод DCL наконец восстановил свое сопротивление, ток в индуктивности LL(PRI) начинает осциллировать по спадающей синусоиде в резонансном контуре, образованным индуктивностью рассеяния первичной обмотки и паразитной емкостью трансформатора, и на процессы в демпфере уже никакого влияния не оказывает. Теперь конденсатор CCL разряжается лишь током через резистор RCL.

Если мы используем TVS в качестве демпфера, то время восстановления диода демпфера нам уже не помогает – TVS не способен запасать энергию и, соответственно, отдавать ее в нагрузку. Поэтому мощность на нем будет равна просто произведению среднего тока, втекающего в демпфер, на напряжение VCL (и, соответственно, напряжению срабатывания TVS).

Поскольку в момент t1 ток в индуктивности рассеяния оказался равным нулю, и TVS мгновенно закрылся, не происходит дальнейшего накопления энергии, и осцилляции напряжения на индуктивности рассеяния гораздо ниже, чем в RCD демпфере.

Для иллюстрации вышесказанного приведем осциллограммы напряжения на стоке силового ключа для разных вариантов демпфера.

В общем случае можно сказать следующее: ШИМ-контроллер включает первичную обмотку транзистором для «накачки» током на определенное время, далее отключает ток и ЭДС самоиндукции возникает как в первичной обмотке, так и во вторичных, ЭДС самоиндукции в первичке имеет в первый момент времени бросок напряжение, вызванный индуктивностью рассеяния и после колебаний приходит к напряжению, так называемому отраженному, далее, когда накопленный магнитный поток спадает до нуля, в первичке присутствуют колебания, вызванные резонансом паразитных емкостей и индуктивность обмотки трансформатора. На вторичке напряжение определяется работой обратной связи, таким образом если на вторичке будет достаточное напряжение (нет расхода или к выходу подключен второй источник ЭДС с бОльшим напряжением), то ключ первого либо вообще не будет открываться, либо будет это делать на минимальное время, то есть в вопросе параллельного включения ИП мы имеем проблему, что если нет специальных технических решений, то такие ИП будут работать так: второй с более высоким напряжением будет тянуть все, первый будет работать в режиме «околонулевой мощности». Если конечно поставить диоды на оба ИП в паре катодом наружу, то диод не даст зарядить выходной каскад ИИП извне, это даст возможность отработать схеме первого с ненулевым результатом со старта, но на этом диоде все равно будет на аноде напряжение меньше, чем на катоде (мы условились, что второй ИП выдает большее напряжение), таким образом диод закрыт, а значит ток от первого ИП будет отсутствовать, возможно схема будет на некоторое время открываться заряжая выходной конденсатор чуть больше, чем требуется, но все равно это работа не в полную мощность. Понятно что если один из БП не тянет, то напряжение просядет, тк он уйдет в защиту, напряжение снизится и даст возможность работать первому с низким напряжением, но о равном делении нагрузки тут точно можно забыть.

Если кому-то интересно почитать более подробно могут поискать в поиске «Flyback transformer design considerations for efficiency and EMI» от Texas Instruments, или наши: «Александр Гончаров НАЧАЛЬНАЯ ШКОЛА ПОСТРОЕНИЯ ИМПУЛЬСНЫХ DC/DC ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ (ПЕРВЫЙ КЛАСС)» и «Дмитрий Макашов. Обратноходовой преобразователь»

Ну и немного практики:

Посмотрим на работу UC2844B

Большинство встроенных блоков питания в технике это обратноходовики (в том числе и ИИП в ПЧ и сервоприводах), и наверное самый популярный ШИМ-контроллер для них - это микросхема UCx84x (или любая её модификация).

Для начала глянем на таблицу (см. ниже), где представлены их отличия (чтобы вдруг при ремонте что-то не то не выбрать, тк какие-то взаимозаменяемы, а какие-то совсем никак). Первое что нужно смотреть это напряжение включения и отключения (по сути рабочий диапазон), тк по итогу это напряжение определяет, какое напряжение пойдет на затвор ключевого транзистора, тут у нас обычно два варианта 15В и 10В, соответственно нет смысла ставить на замену микросхему из другой линейки с иным питанием.

Второе - это максимальное значение рабочего цикла, важно, тк микросхемы, которые имеют ограничение 50% ПВ, работают во-первых на частоте в 2 раза ниже, ну а во-вторых, такая замена может неприжиться, тк для микросхем с ПВ 100% схема как-то учитывает тот факт, что нужно время, чтобы энергию не только закачивать, но и снимать надо, это выполнено либо через ограничение ПВ, либо через мертвое время, а на микросхемах с ПВ 50% это будет работать иначе (и наоборот).

Получается заменять есть смысл только по соображениям диапазона рабочих температур, тк остальные параметры критичны (диапазон определяет первая цифра).

Вообще получается последняя цифра если 2 или 3 это ПВ до 100%, а если 4 или 5, то до 50%, ну а напряжение определяется как раз в парах, если 2 или 4, то повышенное, если 3 или 5, то пониженное.

Так мы поняли основные отличия, но теперь давайте глянем на другие свойства, но для начала приведу в пример схему включения подобной микросхемы, где к тому же прорисована ее топология:

1 of 2

Итак в составе UC2844 имеется:

- источник опорного напряжения на 5В с внешним выводом 8 (обычно нужен для запитки внешних цепей, задающих частоту и длительность мертвого времени встроенного генератора, ток нагрузки вывода может достигать 50 мА);

- схема защиты от снижения напряжения питания (UVLO), это те самые уровни включения/выключения, разнесенные как в триггере Шмитта, которые позволяют запуститься ШИМ-контроллеру от «слаботочного» канала, зарядив конденсатор до значения включения, чтобы выдать несколько импульсов до разряда конденсатора до напряжения отключения, а потом уже питаться от обычного канала (доп обмотка трансформатора, уже не ограниченная так сильно по току). Обычно «слаботочный» канал берет напряжение со звена DC (540В), идет целая цепочка сопротивлений суммарным номиналом несколько сот Ом, ток там редко превышает 3-5мА, что явно недостаточно для длительной работы (это минимум 10-12мА), но 5-6 импульсов вполне выдать позволяет. Хотя такая схема не всегда имеет кучу сопротивлений, у того же Шнайдера на ПЧ регулярно совмещают делитель для звена постоянного тока (балансирующие резисторы, установленные параллельно конденсаторам, которые включены последовательно) и стабилитрон, установленный «внизу», с него то и берут нужное напряжение, для нашей микросхемы UC2844 это будет например 18В.

- генератор пилообразного напряжения (генератор), требует подключения сопротивления и конденсатора (времязадающей RC-цепочки), обычно резистор около 10кОм, а конденсатор 2-5нФ, которые выбираются по диаграммам, но приблизительно рассчитывается по формуле f=1,72/(RT*CT), выражение справедливо для RT > 5 кОм;

- компаратор тока, используется в основном для ограничения тока, обычно сигнал берется с шунта сопротивлением 0,3-0,5 Ом, ориентир для сработки ограничения - напряжение на входе 1В и выше;

- усилитель ошибки, используется в основном по напряжению, позволяет плавно менять длительность импульса в зависимости от величины напряжения на входе FB, ориентир 2,5В, при наличии напряжения на входе FB 2,5В и более схема перестает выдавать импульсы. Но тут есть важное замечание, схема имеет вход для компенсации усилителя - это выход COMP, который подключен к выходу операционного усилителя ошибки, то есть он естественно имеет приоритет.

- схема управления работой выходного каскада;

Принцип работы микросхемы UC2844 достаточно прост: при напряжении питания в норме, на выводе 8 появляется напряжение +5В, которое запускает генератор OSC, осциллограмма представляет из себя «пилу» (см. картинку выше), напряжения которой согласно даташита соответствуют 2.8В для заряженного конденсатора, и 1.2В для разряженного. Генератор формирует 0 или 1 в зависимости от того, выходит ток (и заряд) из конденсатора через вход 4 микросхемы, или происходит его зарядка (а вход 4 закрыт). При зарядке конденсатора (напряжение поднимается, картинка выше, где сигнал latch «SET») генератор выдает 0, а в момент, когда конденсатор разряжается - 1. Таким образом генератор формирует импульс гашения, который приходит в виде 1 на вход логического элемента OR, и удерживает силовой выход в низком состоянии, формируя мертвое время, а активное состояние выхода будет только с началом заряда конденсатора. В зависимости от настройки схемы, разряд конденсатора может происходить быстро, либо долго, именно это определяет наше мертвое время. При настройке близкой к 10кОм и 3нФ мертвое время будет небольшим. Так же в вариантах с окончанием на 4 или 5 с рабочим циклом до 50% существует элемент, обозначенный на схеме как Т, он формирует запрет на выдачу импульса каждый второй такт, именно таким образом формируется 50% заполнение, то есть импульс на ключ будет выдан только на нечетных циклах генератора.

Так когда точно закрыт ключ теперь понятно, что что нужно чтобы открыть ключ? Нужно получить высокое состояние на выходе, то есть, чтобы выход OR был равен 0, тогда генератор должен выдавать 0 (заряд конденсатора) и наша «защелка» RS-триггер должна иметь выход, равный set, учитывая что он инверсный (тогда на OR на входе от RS-триггера будет 0). Как этого добиться? Set на RS-триггер поступил от OSC еще в момент формирования мертвого времени, когда ключ закрыт, поэтому заботиться о включении ключа нам не нужно - он сам откроется, когда OSC перейдет в состояние 0, а наш RS будет продолжать держаться в состоянии set. Главное его не закрыть «раньше времени», значит нужно, чтобы это состояние осталось и не поступил сигнал rst на RS-триггер. Когда это происходит? В первую очередь конечно импульс прекращается сразу, как на входе Isen (IS или CS) напряжение превысит 1В (внимание, это максимальное значение, скорее защитное, оно работает только тогда, когда не активны схема усилителя ошибки и его компенсация, в противном случае напряжение может быть и ниже). Этот вывод [3 «CS»] обычно присоединен к шунтовому резистору в цепи истока ключевого транзистора, который другим концом соединен с землей, лучше если через RC-фильтр, у которого обычно сопротивление не велико, может быть например 220 Ом. В момент перегрузки транзистора и первички (мгновенный сверхток), а также когда запас энергии в первичке уже достаточен для продолжения цикла с закрытым состоянием ключа (этому в нормальном режиме работы соответствует состояние, когда ток, который сразу после открытия ключа линейно возрастает, достигает определенного значения, которому будет соответствовать конкретное напряжение на шунте, обычно связанное и с нагрузкой), напряжение на резисторе-шунте достигает значения на инвертирующем входе компаратора контроля тока (который при неподключенном входе COMP и притянутом к земле входе FB, смещен на 1В стабилитроном и запитан источником 0,5мА), а он в свою очередь тут же переключится из состояния 0, в 1 и выдаст сигнал rst на RS-триггер, тем самым сбросив наш импульс открытия транзистора (см. рисунок выше).

Общая схема а также формула определения тока дана ниже. Ну и мы получили один из методов отключения импульса, который тоже можно использовать в регулировке (например ограничивая напряжение), нужно просто подкинуть на вход 3 «напряжения», когда на вторичке оно уже достигло требуемого значения, для этого можно взять TL431 и оптрон, схема просто не выдаст очередной импульс, пока напряжение не придёт в норму, но правда этот вариант реализации «не очень».

1 of 3

Инвертирующий вход компаратора контроля тока также имеет смещение, полученное от усилителя ошибки, компаратор снимет импульс на выходе 6 выходной транзистор закроется не обязательно при превышении 1В, если больше это значение не будет, тк там стоит стабилитрон, то меньше может быть вполне. Тут стоит чуть заглянуть вперед, на усилитель ошибки, более подробно его схема дана здесь:

Усилитель ошибки не обычен, про него пишут, что он sink, то есть не является источником тока и не имеет обратной полярности, то есть когда напряжение на инвертирующем входе (имеет собственный вывод, служащий входом обратной связи FB) превысит напряжение «прямого» входа с его 2,5В, выход этого усилителя (который кстати соединяется с выводом 1 и через цепочку сдвига уровня с инвертирующим входом компаратора ограничения тока) откроет транзистор и просадит источник 0,5мА до 0,7В, тем самым сдвинет напряжение на инвертирующем входе компаратора тока до 0В, что приведет к отключению ключа-транзистора. Не забываем, что ОУ, не охваченный обратной связью имеет очень высокий коэффициент усиления. То есть достаточно завести через делитель или развязав оптикой напряжение на этот вход, и подав более 2,5В мы отключаем импульс. Так работает пороговое регулирование по напряжению. Понятно что пороговые регуляторы могут дать колебания или работать не так, как хочется, поэтому лучше плавно менять порог отключения импульса, не дожидаясь отработки пороговых регуляторов, об этом чуть позже…

На самом деле на выходе усилителя (1 COMP) не обязательно иметь 0В, учитывая схему смещения на диодах, можно выдать такое, при котором на аноде первого диода будет ниже 1,4В и все ток не пойдет в ту ветвь, где компаратор тока, а инвертирующий вход его будет иметь напряжение 0В. То есть ещё вывод "1" можно использовать, как второй контур регулирования выходного напряжения (тоже пороговый), если к этому выходу, например подключить транзистор на землю, управляемый светодиодом (оптрон), который связан с выходом БП. Можно так же по этому входу блокировать (аварийно отключить) микросхему, замыкая его транзистором на землю. Вообще напряжение порядка 4,4В на выводе COMP и выше не меняет уставку срабатывания компаратора тока, а вот ниже уже может повлиять.

Сам по себе, без внешних компонентов, этот ОУ имеет очень высокий коэффициент усиления. Если замкнуть контур обратной связи напрямую, система либо войдет в генерацию (колебания), так как из-за фазовых сдвигов в силовой части (дроссель, конденсатор) отрицательная обратная связь превратится в положительную на некоторых частотах, либо будет выдавать звуковой диапазон частот при работе, тк пороговый регулятор по сути это делитель рабочей частоты. Лучше если использовать плавное регулирование длительности импульса открытия ключа.

Как формируется разная длительность импульса на UC2844?

Тут тоже ничего сложного, для этого можно использовать вход компенсации COMP. Варианты схем даны в даташитах, но общий порядок таков, что мы можем уменьшить длительность импульса открытия ключа тем, что изменим напряжение на выходе усилителя ошибки (уменьшим его, увеличить не сможем, тк там стабилитрон 1В), это можно сделать через вход COMP. Если вход FB не использовать (на землю), то на выходе ОУ будет напряжение больше наших 4,4В, что даст максимальную длительность импульса, если например завести напряжение обратной связи через делитель на TL431 и при приближении к уставке с помощью нее приоткрывать отптопару (а можно и напрямую) которая начнет притягивать вывод COMP на землю (мы же помним, что там стоит генератор тока, и садить его можно безопасно), уменьшая там напряжение, то этот сигнал будет после смещения и деления на 3 подан на вход компаратора тока, который будет закрываться ранее, чем напряжение на шунте достигнет 1В, что как раз будет говорить о том, что длительность импульса открытого состояния ключа уменьшается, когда напряжение приближается к уставке, эффект будет все более заметен, чем больше будет расти напряжение обратной связи, и в итоге рост напряжения прекратится. Тут даже может помочь и «линейный» участок оптопары или TL431, которая открывается не как ключ, а с каким-то то передаточным коэффициентом. Именно так и работают большинство схем, хотя есть и классическая реализация, с компенсацией ЛАЧХ усилителя ошибки присоединением к нему сопротивление и конденсатора между ножками 1 и 2 (FB и COMP).

Так вот второй вариант: питание с выхода ИИП (возможно через делитель) подается не только на вход FB (для формирования так называемого порогового отключения импульса или его невключения после такта с отключенным ключом), но и через компенсирующую схему на выход усилителя, тем самым опуская уставку срабатывания компаратора контроля тока, которая будет в таком случае зависеть от напряжения. Формула для расчета дана выше, то есть если из напряжения на входе COMP вычесть 1,4В смещение, поделить на три, тк там стоит делитель и потом поделить на сопротивление шунта, то получится ток контроля (но стоит помнить, что сопротивление должно быть достаточно большим, чтобы не превысить ток смещающего стабилитрона на 1В, и достаточно малым, чтобы вообще влиять на вход компаратора тока).

Ну то есть у нас после введения компенсации, сработка регулятора будет происходить не при превышении напряжения на входе FB более чем 2,5В, а ранее, смещение будет определяться током через резистор Rt (см. картинку), например регулятор выдает 5В, коэффициент 1:100, получаем 50мВ, если напряжение достигает 2,5В-50мВ=2,450В, более того отток тока через Rt снизит напряжение на выходе усилителя ошибки, тк ток через делитель 1:3 далее по схеме получит меньше тока, да и напряжение на входе FB тоже подтянет вниз напряжение на COMP, если там оно выше 2,5В, в общем оно снизится, по итогу длительность импульса будет уменьшаться (ведь будет ниже уставка для отключения импульса на компараторе тока). Чем больше разница сигнала FB и COMP, тем сильнее взаимное влияние, чем меньше - тем слабже, это происходит ближе к уставке и тем самым позволяет улучшить характеристику ОУ. Если же наоборот напряжение превысит уставку (FB станет больше 2,5В), усилитель максимально откроет свой выход типа открытого коллектора тем самым уменьшая напряжение на выходе COMP и тут уже наоборот напряжение на COMP станет ниже, чем на FB тем самым наоборот смещая уставку вниз, в итоге установившееся равновесное значение на выходе усилителя ошибки более-менее плавно меняется в процессе работы, правда конечно пределы этого изменения зависят от параметров схемы. В моем случае без нагрузки блок питания имел напряжение на выходе COMP равное 2В, а в работе при нагрузке это напряжение поднималось до 2,6-2,8В.

Интересны и сопутствующие схемы типа soft-start, когда вывод COMP подключается к эмиттеру PNP транзистора типа BC807, а в цепь базы ставится конденсатор, которые заряжается ограниченным током, в момент старта цепь COMP будет привязана с земле и соответственно будет выдавать минимальное значение уставки тока для закрытия ключа, по мере роста напряжения на базе поднимется и схема, работающая как эмиттерный повторитель, плавно выведет вывод COMP и схему на рабочий режим.